HELLORADIO.RU — интернет-магазин средств связи
EN FR DE CN JP
Магазину GearBest.com три года - заберите свои скидки!
QRZ.RU > Принципиальная схема трансвертера 1296/144 МГц

Принципиальная схема трансвертера 1296/144 МГц

Принципиальная схема трансвертера 1296/144 МГц

Содержание

(рис. 8 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Данный трансвертер несколько сложнее двух предыдущих, поэтому вначале рассмотрим функциональную схему, приведенную на рис. 8. Выбор промежуточной частоты 144 МГц вызван стремлением получить приемлемое подавление паразитных каналов приема и передачи при относительно невысоком качестве резонансных контуров.

В режиме приема главное внимание уделяется подавлению зеркальной помехи. Вообще к определению необходимой степени подавления зеркального канала можно подходить с двух несколько отличающихся позиций. В густо заполненных диапазонах, например на коротких волнах, надо исходить из опасности проникновения в зеркальный канал сигнала мощной мешающей радиостанции. Поэтому требуемая степень подавления зеркального канала составляет 40—60 дБ. На более высоких частотах вероятность такой помехи уменьшается. К тому же благодаря применению высоконаправленных антенн появляется своего рода пространственная селективность. В предельном случае, когда вероятность зеркальной помехи очень мала, можно ограничиться таким подавлением зеркального канала, которое не ухудшает шумовые свойства приемника. Так, например, если зеркальный канал совершенно не ослаблен, то полезный сигнал будет поступать только по основному каналу, а шумы по основному и по зеркальному. Реальный коэффициент шума при этом будет ухудшен ровно в 2 раза. Ясно, что уже при десятикратном ослаблении зеркального канала его шумами можно пренебречь.

В режиме передачи наибольшую опасность представляет сигнал гетеродина, в данном случае отстоящий от полезного сигнала на 144 МГц. При предварительных расчетах для определения необходимой добротности контуров можно воспользоваться формулой:

QH = f0(k)1/2 / (2*Δf), где QH—нагруженная добротность контура, т. е. добротность с учетом шунтирующего действия входной и выходной нагрузок; f0 — центральная частота контура; Δf —значение расстройки между центральной частотой f0 и частотой, на которой определяется степень подавления помехи; k — необходимая степень подавления помехи, рассчитанная на один контур. В нашем случае fо= 1296 МГц, Δf=144 МГц. Пусть требуется подавить помехи на 40 дБ. При наличии двух контуров на каждый из них придется 20 дБ или 100 раз по мощности. В этом случае нагруженная добротность одного контура:

QH = 1296*(100) 1/2 /( 2*144) = 45

Для сравнения определим, какая потребовалась бы добротность при промежуточной частоте 21 МГц:

QH = 1296*(100) 1/2 /( 2*21) = 315

Следует еще раз отметить, что здесь мы определяем добротность нагруженного контура. Добротность ненагруженного контура выбирается исходя из требований к коэффициенту передачи фильтра. Относительные потери в контуре равны отношению QН/Q0, где Q0 — добротность ненагруженного контура. Видно, что если добротность ненагруженного контура в 2 раза превышает добротность И нагруженного, то в контуре теряется ровно половина мощности входного сигнала. Я Посмотрим теперь, каковы требования к контуру при двух вариантах выбора промежуточной частоты. Пусть допустима потеря в одном контуре 20% мощности сигнала, т. е. относительные потери равны 0,2. Тогда при промежуточной частоте 144 МГц Q0 = QН/QН/Q0 = 45/0,2 = 225; при промежуточной частоте 21 МГц Q0 = 310/0,2 =1550. Очевидно, что изготовить резонатор с добротностью 225 проще, чем резонатор с добротностью 1550.

К другому преимуществу выбора промежуточной частоты 144 МГц можно отнести то, что приемники на данную частоту специально рассчитаны на получение минимального коэффициента шума. При этом отпадает необходимость иметь в приемном тракте дополнительный малошумящий УПЧ. Однако выбор промежуточной частоты 144 МГц обладает также некоторыми недостатками. Так, выходная частота гетеродина 1152 МГц кратна частоте 144 МГц. Это накладывает ограничения на выбор частоты кварцевого генератора, которая не должна быть субгармоникой частоты 144 МГц. В противном случае гармоники гетеродина попадут в начальный участок диапазона и создадут помехи при работе радиостанции в режиме приема.

При передаче к тому же возникает опасность проникновения на выход девятой гармоники возбудителя, работающего на частоте 144 МГц.

В реальных условиях с целью упрощения конструкции приходится принимать компромиссное решение, т. е. отказываться от промежуточной частоты 21 МГц и выбирать 144 МГц.

Как видно из функциональной схемы, гетеродин трансвертера не имеет особенностей и выполнен в виде кварцевого генератора и цепочки транзисторных умножителей. Окончательная фильтрация сигнала гетеродина в режиме приема осуществляется двухконтурным полосовым фильтром. Приемный тракт состоит из двухкаскадного УВЧ и диодного смесителя. Большое влияние на формирование функциональной схемы трансвертера оказывает то, что на частоте 1296 МГц очень трудно получить большие коэффициенты усиления. При использовании достаточно распространенных транзисторов реальный коэффициент усиления одного каскада измеряется единицами. Таким образом, если на более низкой частоте плохое качество смесителя можно компенсировать большим коэффициентом усиления УВЧ, то в данном случае такая возможность отсутствует. В связи с этим смеситель должен обладать малым коэффициентом шума. Приблизительно оценить коэффициент шума диодного смесителя можно, пользуясь формулой для коэффициента шума приемника с аттенюатором на входе F=LF, здесь F — результирующий коэффициент шума, L — ослабление в аттенюаторе (в данном случае в смесителе), F — коэффициент шума приемника (УПЧ).

Ослабление в диодном смесителе зависит в конечном счете от качества диода и обычно колеблется в пределах от 4 до 10 раз. Если коэффициент шума УПЧ равен 2, то результирующий коэффициент шума составит 8—20. Как показала практика, двух каскадов усиления достаточно, чтобы “перекрыть” подобные шумы смесителя шумами УВЧ.

При конструировании передающего тракта проблема усиления мощности становится еще острее. Если по аналогии с трансвертерами диапазонов 144 и 432 МГц сформировать сигнал на уровне мощности 1—2 мВт, то для того, чтобы довести этот сигнал до уровня 3—5 Вт, потребуется шесть — семь каскадов усиления. Дело осложняется также тем, что маломощные транзисторы, способные работать в данном диапазоне частот, имеют малые допустимые токи и напряжения, а поэтому пригодны для усиления до уровня только около 10 мВт Последующие каскады усиления приходится делать на мощных СВЧ транзисторах, работающих в режиме класса А, что приводит к удорожанию конструкции и уменьшению общего КПД передатчика. Из этого следует, что выгоднее сформировать сигнал с частотой 1296 МГц сразу на достаточно высоком уровне мощности.

Эту задачу можно решить двумя способами.

Первый способ — это применить мощный транзисторный смеситель, второй — использовать мощный параметрический смеситель на варакторе. В описываемой конструкции реализован второй способ. Сигнал накачки поступает на параметрический преобразователь на частоте 384 МГц. Для того, чтобы уровень сигнала накачки достиг 1—1,5 Вт, имеется трехкаскадный усилитель мощности. В параметрическом преобразователе происходят одновременно умножение частоты накачки в 3 раза (1152 МГц) и суммирование с частотой 144 МГц. Уровень сигнала с частотой 1296 МГц на выходе полосового фильтра преобразователя составляет 200—250 мВт. Два последующих каскада усиления доводят уровень сигнала до 2,5—3 Вт.

(рис. 9 - щелкните мышью для получения большого изображения)

Принципиальная схема трансвертера приведена на рис. 9. Предварительные каскады гетеродина выполнены на транзисторах 3Т7—3Т11. Схема этой части гетеродина мало отличается от схемы гетеродина трансвертера 432/21 МГц. Кварцевый резонатор 3Пэ1 возбужден на третьей механической гармонике. Далее следуют две ступени утроения частоты на транзисторах 3Т8, 3Т9 и один каскад удвоения частоты (транзистор 3Т10). Полученный таким образом сигнал с частотой 384 МГц дополнительно усиливается транзистором 3Т11. Далее сигнал гетеродина разветвляется на приемный и передающий тракты. Рассмотрим вначале приемный тракт. Сигнал с частотой 384 МГц поступает на вход последнего утроителя частоты через полосовой фильтр 3L21 3С52—3L31 3С74. Оптимальный режим возбуждения транзистора 3Т14 получен с помощью согласующей цепи 3С73, 3С72, 3L30. Нагрузкой последнего утроителя служит полосовой фильтр 3L28 3C68—3L26 3С66, настроенный на частоту 1152 МГц. Связь со смесительным диодом осуществлена с помощью отрезка линии, выполняющего роль повышающего трансформатора.

Усилитель высокой частоты приемного тракта содержит два каскада на транзисторах 3Т12, 3Т13. Входная цепь состоит из конденсатора связи 3С55, разделительного конденсатора 3С56 и короткозамкнутого шлейфа 3L22. Короткозамкнутая линия препятствует проникновению на вход УВЧ мощных сигналов радиостанций KB диапазона и ослабляет прямое проникновение на выход приемного тракта сигналов промежуточной частоты. В диапазоне 1296 МГц электрическая длина линии 3L22 составляет четверть длины волны, поэтому ее шунтирующим действием можно пренебречь. В результате можно считать, что входная цепь состоит из двух последовательно соединенных конденсаторов. Реально схема несколько сложнее, так как на столь высоких частотах большую роль играют паразитные индуктивности выводов. Суммарная индуктивность выводов конденсаторов и базового вывода транзистора 3Т12 вместе с емкостью конденсаторов образует последовательный низкодобротный контур, обеспечивающий согласование антенны со входом усилителя.

Выбор достаточно высокой промежуточной частоты (144 МГц) снизил требования к полосе пропускания УВЧ, а следовательно, и к нагруженной добротности контуров, входящих в фильтр. Это позволило сравнительно сильно связать транзисторы 3Т12 и 3Т13 с контурами 3L23 3С59 и 3L24 3С62 и тем самым повысить коэффициент усиления УВЧ. Как уже указывалось может быть двоякий подход к необходимой степени подавления зеркального канала. Это 10 дБ с точки зрения подавления шумов и примерно 40 дБ с точки зрения давления внешних помех по зеркальному каналу.

В рассматриваемой конструкции принят некоторый средний вариант и подавление зеркального канала составляет 20 дБ. При желании полосу пропускания УВЧ можно сузить, передвинув точку подключения конденсаторов 3С57 3С58 ближе к “холодному”, заземленному концу линии 3L23. Это тем более возможно, если применить более высокочастотные транзисторы.

С выхода УВЧ принимаемый сигнал поступает на диодный смеситель. Конденсатор 3С63 обеспечивает короткое замыкание для входного сигнала и сигнала гетеродина и в то же время является частью контура 3L25 3С63 3С65, настроенного на промежуточную частоту. Цепь контроля тока смесительного диода содержит дроссель 3L27 и блокировочный конденсатор 3С69. Эта цепь, рассчитана под микроамперметр с током полного отклонения 50 мкА и внутренним сопротивлением 2 кОм.

Рассмотрение передающего тракта начнем с оконечного усилителя гетеродина, который усиливает сигнал с частотой 384 МГц до уровня 1—1,5 Вт. Коэффициент усиления, составляющий 30—33 дБ, примерно поровну делится между тремя каскадами, выполненными на транзисторах 3Т4—3Т6. Цепи межкаскадного согласования всех трех каскадов аналогичны и имеют вид емкостных делителей.

Для обеспечения наибольшего усиления первый каскад работает в режиме класса А, а второй — в режиме класса АВ. Оконечный каскад, работающий а режиме С, при помощи согласующей цепи 3L12, 3С23, 3С24 нагружен на варакторный диод 3Д4. На диоде ЗД4 осуществляется параметрическое преобразование частоты 384 МГц в частоту 1152 МГц. Таким образом, гетеродин выполняет роль генератора накачки. Для подачи на преобразователь входного сигнала с частотой 144 МГц служит последовательный контур 3L11 3С22. На варакторном диоде происходит одновременно умножение частоты накачки в 3 раза и суммирование ее с частотой сигнала 144 МГц. Как показала практика, для эффективной работы преобразователя достаточно иметь один ненагруженный контур, настроенный на частоту 2fгет+f/пч, т. е. на частоту 384*2+144=912 МГц. Холостой контур образован линией 3L13 и конденсатором 3С20. Варакторный диод работает в режиме автосмещения. В цепь автосмещения входят резисторы 3R11, 3R12. Суммарная частота 1296 МГц выделяется с помощью фильтра, состоящего из двух полосковых резонаторов 3L10 3С18 и 3L9 3С16. Фильтр осуществляет основную селекцию выходного сигнала, так как последующие два каскада усиления имеют относительно широкую полосу пропускания.

Первый каскад выполнен на транзисторе 3Т3 типа КТ911А. Для обеспечения линейного усиления каскад работает в режиме класса АВ. Открывающее напряжение смещения поступает на базу транзистора 3Т3 с делителя, образованного резистором 3R9 и параллельно включенными резистором 3R10 и диодом 3Д3. Диод служит для температурной стабилизации рабочей точки каскада. Как уже указывалось, на столь высоких частотах начинают играть большую роль индуктивности выводов и соединительных проводников. Для того, чтобы пояснить работу входной цепи транзистора 3Т3, рассмотрим ее упрощенную эквивалентную схему (рис. 10).

рис. 10

Здесь Rвх — входное сопротивление транзистора которое в данном случае составляет 1—2 Ом. Индуктивное сопротивление базового вывода Lб равно приблизительно 15 Ом. Отсюда следует, что добротность базовой цепи транзистора больше единицы. Для настройки базовой цепи в резонанс служит конденсатор 3С14. Емкостная связь с полосовым фильтром осуществляется с помощью конденсатора 3С15.

рис. 11

Эквивалентная схема выходной цепи показана на рис. 11. Здесь Ск — емкость коллекторного перехода; LK — индуктивность вывода и паразитная индуктивность разделительного конденсатора ЗС12. Видно, что выходная цепь приводится к привычному П-образному контуру. Выходной каскад работает по схеме сложения мощностей двух транзисторов 3Т1 и 3Т2 типа КТ911А. Базовые цепи транзисторов настроены с помощью конденсаторов 3С6, 3С7 и через четвертьволновые линии 3L5, 3L6 подключены к выходу предоконечного каскада. Конденсаторы 3С9, 3С10 — разделительные. Применение соединительных линий вызвано удобством монтажа, а также возможностью в некоторых пределах регулировать согласование, изменяя волновое сопротивление этих линий. Выходная цепь состоит из двух П-образных контуров, имеющих общий выходной конденсатор 3С1.

Предоконечный и оконечный каскады имеют суммарный коэффициент усиления около 12 дБ и обеспечивают линейное усиление сигнала до уровня 3 Вт.

Далее >> (Принципиальная схема основного блока 21 МГц)

Содержание

Партнеры