HELLORADIO.RU — интернет-магазин средств связи
EN FR DE CN JP
QRZ.RU > Каталог схем и документации > Схемы наших читателей > Усилители мощности > Расчет выходного трансформатора сопротивлений передатчика ДМВ-диапазона

Расчет выходного трансформатора сопротивлений передатчика ДМВ-диапазона

Расчет выходного трансформатора сопротивлений передатчика ДМВ-диапазона

Титов Александр Анатольевич
Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники
Россия, 634050, Томск, пр.. Ленина, 40
Тел. 51-65-05

E-mail: titov_aa (at) rk.tusur.ru

(Схемотехника. – № 9/2004. – С. 38–39)

Скачать статью в одном файле (PDF, 255 кб - 1мин 20 сек @28,8 кб/сек)

Выходные каскады усилителей мощности передатчиков систем радиовещания и радиосвязи работают на антенно-фидерные тракты имеющие, как правило, стандартное входное сопротивление равное 50 либо 75 Ом [1]. В соответствии с [1] оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора Rн.опт., на которое он отдает максимальную мощность, составляет единицы Ом и может быть определено из соотношения:

Rн.опт.=(Eп- Uнас)2/2Рвых.max. (1)

где Eп – рекомендуемое напряжение источника питания транзистора, справочная величина [2];

Рвых.max. – максимальное значение выходной мощности, отдаваемой транзистором, справочная величина;

Uнас – напряжение насыщения коллектор-эмиттер, справочная величина, составляющая 0,1...0,2 В.

С целью трансформирования сопротивления антенно-фидерного тракта в оптимальное сопротивление нагрузки мощного транзистора традиционно используются трансформаторы сопротивлений, выполненные в виде фильтров нижних частот (ФНЧ) четвертого порядка (рис. 1) [1, 3]. Во многом это обусловлено наличием разработанной методики расчета таких трансформаторов, основанной на использовании таблиц нормированных значений элементов [4]. Недостатком рассматриваемых трансформаторов является значительное частотно-зависимое отклонение их коэффициента трансформации Ктр от заданного значения при необходимости одновременного увеличения, как указанного коэффициента, так и относительной полосы рабочих частот

W=fв/fн, где fв, fн – верхняя и нижняя рабочие частоты трансформатора.

Рис.1   Рис.2
Рис.1   Рис.2

Указанный недостаток в значительной степени может быть устранен благодаря использованию трансформаторов, выполненных в виде полосовых фильтров (рис. 2) [5], что достигается благодаря увеличению их коэффициента отражения вне полосы рабочих частот. Однако отсутствие методики расчета указанного трансформатора затрудняет его применение.

В таблице приведены результаты вычислений нормированных относительно центральной круговой частоты полосы рабочих частот трансформатора и сопротивления антенно-волноводный тракта значения элементов L1, C2, C3, L4. Расчеты сделаны по методике описанной в [6] для коэффициента трансформации лежащего в пределах от 2 до 20 и для относительной полосы рабочих частот лежащей в пределах W от 1,3 до 3. Здесь же даны значения коэффициента стоячей волны (КСВ) трансформатора по входу, соответствующие заданным значениям Ктр и W.

Сравнение характеристик рассматриваемого трансформатора (см. таблицу) и характеристик трансформатора выполненного в виде ФНЧ [4], показывает, что при прочих равных условиях он имеет гораздо меньшее значение КСВ.

Для примера осуществим проектирование трансформатора (рис. 2), предназначенного для работы в передатчике с RА=75 Ом, при условиях: в выходном каскаде передатчика используется транзистор КТ930А; W=1.5; центральная рабочая частота передатчика равна 375 МГц.

Таблица - Нормированные значения элементов трансформатора

Ктр

Параметр

W =1.3

W =1.5

W=1.7

W=2

W=3

2

L1н
C2н
C3н
L4н
КСВ

0.451
0.709
1.553
2.098
1.017

0.45
0.739
1.583
2.073
1.02

0.447
0.785
1.628
2.038
1.025

0.452
0.733
1.719
2.148
1.036

0.447
0.879
2.119
2.156
1.082

3

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.404
1.055
1.465
1.661
1.018
0.398
1.131
1.519
1.626
1.026
0.389
1.19
1.571
1.588
1.036
0.394
1.154
1.665
1.619
1.054
0.359
1.505
2.302
1.502
1.17

4

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.33
1.634
1.461
1.325
1.02
0.338
1.581
1.515
1.351
1.03
0.325
1.704
1.597
1.303
1.049
0.323
1.78
1.763
1.296
1.076
0.286
2.166
2.55
1.151
1.26

6

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.271
2.265
1.499
1.131
1.023
0.268
2.315
1.573
1.115
1.038
0.252
2.581
1.711
1.052
1.068
0.261
2.454
1.849
1.061
1.12
0.219
3.122
3.004
0.873
1.41

8

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.226
2.967
1.556
1.000
1.026
0.228
2.947
1.638
0.992
1.045
0.211
3.309
1.807
0.924
1.083
0.201
3.548
2.069
0.861
1.15
0.172
4.207
3.605
0.689
1.52

10

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.200
3.491
1.599
0.929
1.028
0.200
3.533
1.702
0.911
1.056
0.184
3.969
1.893
0.841
1.1
0.172
4.307
2.209
0.769
1.19
0.155
4.725
3.862
0.628
1.93

15

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.153
4.960
1.722
0.798
1.032
0.151
5.071
1.86
0.768
1.067
0.135
5.791
2.135
0.689
1.13
0.126
6.308
2.611
0.608
1.31
0.117
6.545
5.056
0.474
232

20

L 1н
C 2н
C 3н
L4н
КСВ
0.129
6.091
1.808
0.731
1.036
0.117
6.915
2.04
0.663
1.087
0.103
8.027
2.426
0.577
1.18
0.097
8.600
3.113
0.492
1.47
0.095
8.281
6.262
0.367
2.62


В соответствии со справочными данными транзистора КТ930А [2] по (1) определим: Rн.опт.=7.8 Ом. Требуемый коэффициент трансформации: Ктр= RА./ Rн.опт.=9.6.

Ближайшее табличное значение Ктр=10. Для Ктр=10 и W=1.5 из таблицы найдем: L1н=0.200; C2н=3.533; C3н=1.702; L4н=0.911.

Центральная круговая частота полосы рабочих частот трансформатора = = .

Денормируя значения элементов трансформатора получим: L1=L1н·RА / = 6.4 нГн; L4 = 29 нГн; С2=С2н/(RА ·) = 20 пФ; C3 = 9.6 пФ.

На рис. 3 приведена расчетная зависимость модуля входного сопротивления |Zвх| спроектированного трансформатора от частоты (кривая 1). Здесь же для сравнения (кривая 2) представлена расчетная характеристика трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (рис. 1, L 1=3.5 нГн; С2=47.6 пФ; L 3= 11.8 нГн; С4=14.4 пФ) и рассчитанного по таблицам из [4].

Рис.3   Рис.4
Рис.3   Рис.4

Другим достоинством трансформатора приведенного на рис. 2 является следующее. При неизменной выходной мощности усилителя ток, потребляемый его выходным каскадом, слабо зависит от частоты усиливаемого сигнала, что позволяет обеспечить достижение более высокого среднего КПД усилителя.

На рис. 4 приведена зависимость тока, потребляемого выходным каскадом двухкаскадного усилителя (рис. 5), от частоты усиливаемого сигнала при выходной мощности Рвых равной 10 Вт (кривая 1). Здесь же представлена аналогичная зависимость в случае использования трансформатора, выполненного в виде ФНЧ (кривая 2).

Рис.5.

В усилителе использован рассматриваемый трансформатор (элементы L7, C8, C9, L8), входная и межкаскадная корректирующие цепи рассчитаны по методике описанной в [6]. Характеристики усилителя: максимальное значение выходной мощности не менее 12 Вт; полоса рабочих частот 300...450 МГц; коэффициент усиления 8 дБ.

Литература

  1. Радиопередающие устройства / В.В. Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А.   Ляховкин и др.; Под ред. В.В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2003. – 560 с.
  2. Петухов В.М. Транзисторы и их зарубежные аналоги: Справочник. В 4 томах. – М.: Издательское предприятие РадиоСофт, 2000.
  3. Титов А.А. Двухканальный усилитель мощности с диплексерным выходом // Приборы и техника эксперимента. – 2001. – № 1. – С. 68 – 72.
  4. Знаменский А.Е. Таблицы для расчета трансформаторов сопротивлений в виде фильтров нижних частот // Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. 1985. Вып. 1. С. 99 – 110.
  5. Асессоров В.В., Кожевников В.А., Асеев Ю.Н., Гаганов В.В. Модули ВЧ усилителей мощности для портативных средств связи // Электросвязь. – 1997. – № 7. – С. 21 – 22.
  6. Титов А.А., Григорьев Д.А. Параметрический синтез межкаскадных корректирующих цепей высокочастотных усилителей мощности // Радиотехника и электроника. – 2003. – № 4. – С. 442–448.


Другие схемы в этом разделе

Простой усилитель мощности на транзисторах КП904А Расчет полосовых усилителей мощности УКВ диапазона

Партнеры